我于几年前写了4篇文章，讲述功率放大器的设计，面向工程应用，理论联系实际，通过大量详实具体的电路实验，通俗易懂地介绍音频功率放大器的设计理念与制作细节，并以大量的电路资料向读者展现功率放大电路“从小到大，由简至繁”的演化过程，充满了关于音频功放设计的真知灼见——这是第3篇——差动输入级音频功率放大器分析与测试。上一讲，我们介绍了“单管输入级音频功率放大器分析与测试”，本讲我们来介绍音频系统应用最广泛的功率放大器——差动输入级音频功率放大器。这种电路是不需要调整就能可靠地降低失真的少数电路形式之一，至少99％的功放使用这种电路。使用差分对（thedifferentialpair）作为放大器的输入级最起码有3个好处：第一、克服了输入级晶体管的静态电流通过负反馈网络的缺点；第二、利用差分对的b-e极间电压相互抵消，从而获得低失调电压；第三、它的线性远比单管输入级电路优秀——这似乎不是很多人知道。如图1所示为最简单的差动输入级音频功率放大器。为了便于读者比较，该电路的激励级、输出级结构与参数均与第二讲最后一幅电路图相同。区别主要有两点：一、是本电路输入级为双管组成的差动放大器；二、是本电路反馈电阻R8与取样电阻R9分别那幅电路图对应R3和R4的10倍（注：保持R8:R9=20的比值不变）。关于第一个区别的好处，上文中提到大致有3点；第二个区别里为什么反馈电阻与取样电阻分别提高10倍呢？这是因为在差动对管参数对称的情况下，若要减小失调电压（静态时输出端的电位），R4必须等于R8，而R4决定电路的输入阻抗，宜大不宜小。当然，若R4、R8取10k，R9取Ω也是可以接受的。图1最简的差动输入级音频功率放大器本电路参数经过精心设计，保证差动对管（VT2、VT3）集电极均分通过“尾巴电阻”的电流。忽略差动对管基极电流不计，默认基极电位为0，则公共发射极电位约0.6V。因此，可以根据正电源电压（=20V），求得通过“尾巴电阻”的电流约为1.1mA。常温时，默认激励管VT8的b-e结电压为mV，则通过电阻R5的电流为0.55mA（=mV/=mV/1.3k）。因差动对管“尾巴”总电流为1.1mA，则通过电阻R6的电流必然为0.55mA。R5、R6的电流就是差动对管的集电极电流，二者相等，均分“尾巴”电阻的电流。不过，如图1所示功放有一个明显的缺点是，用一只电阻作为差分对的“尾巴”接电源，致使差动放大器的共模抑制比[①]和电源抑制能力（PSRR[②]）都较差，电路虽简单但有些得不偿失。因此，希望差动输入级的“尾巴”电流由恒流源提供，因为恒流源交流阻抗很大，对共模信号具有较强的负反馈作用，但对差模信号相当于接地。依据这一思路设计一款实用的差动输入级功放电路如图2所示。图2实用的差动输入级音频功率放大器（图中给出的电压数据是实测值，电流数据是根据电压数据用欧姆定律计算得到。测试条件：1、环境温度为25℃；2、电源电压±15V；3、输入端接地；4、输出端开路）由图2可知，差动输入级和激励级均采用恒流源供给静态电流，二者使用同一个稳定的基准电压——两只1N串联稳压电压约1.2V——该电压加在正电源与VT1、VT6的基极之间。R7为2只1N提供稳定的电流，保证1N串联稳压值不变，同时，R7又为VT1、VT6提供基极偏置电流。由于三极管b-e结压降约等于一只1N正向导通压降，因此，加在VT1、VT6发射极串接电阻R1、R10的压降也约为一只1N正向导通压降，改变R1、R10的阻值，可以很方便的设定输入级与激励级的静态电流。静态电流设计的一般原则是，后级电流大于前级、逐级增加。因此，差动输入级的电流最小，功率输出级的电流最大。图2中，瓷片电容C8、C9滤除高频杂波，布线时应尽量靠近电压放大管及其恒流源；电解电容C6、C7分别给电源电压+Ucc、-Ucc滤波。当±Ucc=±15V，考虑到输出正负半波相对于正负电源各2.5V的冗余度，则最大输出信号振幅为±12.5Vp-p，对8Ω扬声器来说输出功率约为10W。功率管发射极串联的电阻R14、R15本来可以用0.25Ω/1W，但这种型号不易购买，于是就用0.25Ω/5W无感水泥电阻代替。把图2电路设计成PCB如图3所示。由于当时仅仅考虑用2台稳压源串联供电，这给教学演示带来极大不便，所以笔者不得不外加电源变换电路，并配上2×AC12变压器（交流双12V，带中间抽头），一起安装在有机玻璃板上。图3实际焊接完成的功率放大器（有机玻璃尺寸30cm长20cm宽0.5cm厚，电路板尺寸9cm12cm，散热器尺寸35mm长×34mm宽×12mm厚。用于热耦合的晶体管VT7与VT11安装在同一散热器上；PCB布线时电源线尽量短，宽度在60mil以上）由于整流滤波电路比较简单，所以就用万用电路板随便搭接一个电路，并用两只高亮度蓝色发光二极管对正负电源进行指示，如图4所示。图4整流滤波电路（该电路安装在图3周中绿色的万用电路板上，尺寸5cm*7cm）为便于学习和理解电路中静态电流与那些参数有关联，图5中标注了相关支路的电流计算公式。需要说明的是，IB2、IB3分别指VT2、VT3的基极电流；UB2、UB3分别指VT2、VT3的基极电位（对地电压）；Uo指输出端电位；UVD1-VD2指二极管VD1与VD2的串联压降；URX指电阻压降，其中X代表1、6和10。理想情况下，差分对管VT2、VT3的基极电流相等，e-b结压降相同，则当VT2、VT3的基极偏置电阻R4=R8时，输出端的静态电压为0，即电路的失调电压为0。但实际上电路元件及参数不可能完全对称，所以总有几mV至十几mV的失调电压。图5图中标注了相关支路的电流计算公式图6为负载扬声器（8Ω）时，由插座IN输入1kHz1Vp-p正弦波信号时的输入输出波形。因输入信号经前置级与激励级两次反相放大，故输入输出同相。输出信号没有削波失真，很漂亮地对信号进行放大。输出电压为21Vp-p，故电压放大倍数为21倍，等于理论值（1+R8/R9）。图7为由插座IN输入1kHz1Vp-p正弦波信号，空载与负载扬声器（8Ω）时关键节点的波形。波形具有以下4个特征：（1）、VT2、VT3的b极信号幅度基本相同（这里用“基本相同”，而不是“绝对相同”，若“绝对相同”就无放大作用了），都约等于输入信号。（2）、空载时，VT2、VT3的c极信号都非常小，波形为正弦波。前者的振幅小于后者，这是因为VT2的集电极信号要送给激励管，其输入阻抗相当于VT2的另一个新增负载（R5、R6分别是VT2与VT3的固有负载）。随着输入信号频率升高，密勒电容C4将逐渐取代激励管的输入电阻而成为VT2的主导性负载。（3）、负载时，VT2、VT3的c极信号都有一定的幅度，波形类似三角波。（4）、从相位上看，差分对的b、c极波形既不是同相，也不是反相，而是有一定的相位差，这种特征与差动放大器共模输入时有些类似。图8为输入1kHz正弦波，加大输入电压且保持不变，负载8Ω和4Ω扬声器时最大极限输出电压。负载8Ω扬声器时，输出电压的极限振幅为26Vp-p；负载4Ω扬声器时，输出电压的极限振幅为25.2Vp-p。可见，负载4Ω比负载8Ω时，输出的最大极限电压幅度略低一些。此时，负载8Ω扬声器时最大输出功率可达10W，负载4Ω扬声器时最大输出功率将近20W。实际上，当功放的负载阻抗减小时，大信号失真很明显是一种以电流为主的效应，这与流过输出级器件的电流幅度密切相关。与8Ω负载相比，4Ω负载要输出管的电流增大1倍，但这样还不会令输出器件产生明显的额外失真。关键是驱动管流向输出管基极的电流增大超过了1倍，这是由于输出管在集电极电流增大时β值下跌所引起的。这个超出1倍额外增大的电流导致了几乎所有额外的失真。这个由β值下跌引起的“额外电流”与输出电压呈很差的线性关系，与驱动管的非线性结合后进一步恶化。比如，电路中用到的中功率管2SD（或2SB）集电极电流在0.1～0.4A区间β基本不变，约倍，之后随增大β减小，在IC=3A时β减小至45倍左右。一般来说，功率管以额定电流的1/3为使用限值，因为在该电流值附近β变动较小。因2SD（或2SB）的集电极额定电流为3A，因此1A是2SD的电流使用限值。为了这个问题，可以考虑输出级采用多管并联。然而，多管并联时必须要考虑输出电流的集中问题，第一种最容易想到的方法是增大功率管的发射极电阻。当集电极电流增加，由于发射极电阻的存在，抑制了发射结压降增大，输出电流也被限制，一定程度上能防止电流集中。但是发射极电阻增大，其两端压降也相应增大，引起输出的最大电压下降，负载上得到功率降低，所以发射极电阻也不能太大。比较好的方法是在功率管基极插入电阻，如图9所示。电阻R19～R22使并联的功率管上所流过的电流大致平衡。该方法的原理与增大发射极电阻值的情况相同。如果没有这些限制基极电流的电阻，若VT11的温度比VT13高，则集电极电流IC11变大时VT11的发热就增加，发射结电压UBE11减小、基极电流增加，IC11进一步增加，VT11承担更多的输出电流至其发热进一步增加、集电极电流再增加。若VT11的集电极电流增加，则发热至其b-e结压降UBE11减小，基极电流IB11增加，在R19上形成的压降R19*IB11就是UBE11减小的部分，从而抑制了集电极电流的增加。图9输出级采用双臂并联的差动输入级功率放大器同样重要的事是倍增电路与功率管的热耦合不可或缺。但用于热耦合的晶体管只能与一只输出管安装在同一散热器上，保护该输出管及其互补管，不能保护与之并联的另一组输出管。除非把所有并联的功率管全部安装在同一散热器上，把进行热耦合的晶体管安装在固定所有功率管的散热器的位置中心，才能兼顾多管发热问题。然而，这样又会使PCB布局及散热器在PCB上的固定造成麻烦，所以，现实中只能采取折衷方案。为方便供电，笔者为图9所示电路增设如图1所示的AC-DC电源变换电路插座Power外接变压器，规格是30W，2×AC15V；整流桥用GBU，额定电流4A，反向耐压V；滤波电容用2只μF/25V的大电解电容。图10整流滤波电路安装好元件的PCB如图11所示。晶体管VT7与VT11安装在同一散热器上用于热耦合，防止热击穿。散热器表面钝化涂黑减小热阻，有利于热辐射。另外，PCB布线时电解电容、靠近整流桥堆，功率管的电源布线尽量短、宽度在60mil以上。（电路板尺寸9cm14cm，散热器尺寸35mm长×34mm宽×12mm厚。用于热耦合的晶体管VT7与VT11安装在同一散热器上；功率管的电源布线尽量短、宽度在60mil以上）图12为输入1kHz正弦波，加大输入电压（CH1）且保持不变，负载单只扬声器（4Ω）和两只扬声器并联（2Ω）时最大极限输出电压（注：用两台稳压电源串联供电，电压为±15V）。负载4Ω扬声器时，输出信号（CH2）的极限振幅为25.2Vp-p；负载2Ω扬声器时，输出信号的极限振幅为22.2Vp-p。可见，负载4Ω扬声器时最大输出功率可达20W，负载2Ω扬声器时最大输出功率约为30W。实际测试还发现，若激励级恒流源设置电阻R10，仍然像图2取值为Ω，负载时正半波会提前削波失真，这表明激励级所能提供激励电流3.0mA（≈mV/Ω）偏小。改为Ω时，流过R10的电流可达5.6mA（≈mV/Ω），此时加大输入信号输出信号正负半波几乎同时削波失真。图2作为差动输入级中功率放大器已经是一份很不错的电路了。然而，前文中提到“本电路参数经过精心设计，保证差动对管集电极均分通过R1的电流。”为什么这么说呢？因为差分对精确的直流平衡是功率放大器的重要基础，这一点需要读者务必牢记！图2所示电路差动级的静态电流基本平衡，这是笔者精心挑选元件、合理参数设计的结果，这种平衡也不太靠谱，因为它很容易受环境温度的影响。若差分对的集电极电流有少许不平衡，就会导致2次谐波失真大大增加。下一讲，我们将介绍保证差动对管电流精确相等（直流平衡）、不随温度变化的输入级，以及通过在差动对管发射极串联小阻值电阻，减小输入级的跨导，拓宽线性区间等知识，让差动输入级功放电路锦上添花、更胜一筹。[①]差动放大器既能放大共模信号，也能放大差模信号，为了简便起见，常差模放大倍数与共模放大倍数之比来定义差动放大器的共模抑制能力。理想值为无穷大，实际值为80～dB。[②]PSRR英文全称是PowerSupplyRejectionRatio。它的定义是这样的：当电源发生变化时，理想情况下放大器的输出也不应该变化，但实际上通常会发生变化。如果ΔX的电源电压变化产生ΔY的输出电压变化，则该电源的抑制比为ΔX/ΔY，单位是dB。
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